WWW.KONF.X-PDF.RU
БЕСПЛАТНАЯ ЭЛЕКТРОННАЯ БИБЛИОТЕКА - Авторефераты, диссертации, конференции
 

Pages:   || 2 | 3 | 4 |

«ФАЗОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МНОГОПОЛОСНЫХ ФИЛЬТРОВ И ДИПЛЕКСЕРОВ СВЧ И ПОИСК ПЕРСПЕКТИВНЫХ СХЕМНО-КОНСТРУКТИВНЫХ РЕШЕНИЙ ИХ РЕАЛИЗАЦИИ ...»

-- [ Страница 1 ] --

МИНОБРНАУКИ РОССИИ

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

“Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет

“ЛЭТИ” им. В.И. Ульянова (Ленина)”

(СПбГЭТУ)

на правах рукописи

Кершис Сергей Александрович

ФАЗОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ МНОГОПОЛОСНЫХ

ФИЛЬТРОВ И ДИПЛЕКСЕРОВ СВЧ И ПОИСК



ПЕРСПЕКТИВНЫХ СХЕМНО-КОНСТРУКТИВНЫХ

РЕШЕНИЙ ИХ РЕАЛИЗАЦИИ

Специальности: 05.12.07 – Антенны, СВЧ устройства и их технологии Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук

Научный руководитель:

д.т.н., проф. Головков Александр Алексеевич Санкт-Петербург, Содержание Введение

Глава 1. Обзор материалов и постановка задачи

1.1. Варианты построения многополосных фильтров

1.2. Многополосные фильтры с независимой настройкой

центральных частот полос пропускания

1.3. Двухканальные частотно-разделительные устройства СВЧ

1.4. ФЧХ многополосных фильтров и диплексеров

1.5. Постановка задачи исследований

Глава 2. ФЧХ диплексеров и многополосных фильтров

2.1. Фазочастотные характеристики диплексера

2.2. Фазочастотные характеристики многополосных фильтров

2.3. ФЧХ двухполосного фильтра

2.3.1. ФЧХ двухполосного фильтра с бесконечным числом реактивных элементов

2.3.2. ФЧХ двухполосного фильтра с конечным числом реактивных элементов

2.4. Выводы по результатам исследований в главе 2

Глава 3. Многополосные фильтры и диплексеры СВЧ

3.1 СВЧ многополосные фильтры с независимой настройкой

центральных частот и полос пропускания

3.1.1. Теория двухчастотного крестообразного резонатора

3.1.2 Влияние геометрии многочастотного резонатора на

его рабочие характеристики

3.2. Пример реализации двухполосного фильтра на основе

двухчастотных резонаторов крестообразной топологии

3.3. Пример реализации диплексера на основе двухчастотных

резонаторов крестообразной топологии

3.4. СВЧ диплексер на основе фильтров нижних и высоких частот с нулями передачи в полосах задерживания

3.4.1. СВЧ фильтр нижних частот с дополнительными нулями передачи в полосе задерживания

3.4.2. СВЧ фильтр высоких частот с дополнительными нулями передачи в полосе задерживания

3.4.3. СВЧ диплексер на основе СВЧ ФНЧ и СВЧ ФВЧ

3.5. Выводы по результатам исследований в главе 3

Глава 4. Разработка и экспериментальное исследование

4.1. Диплексеры для системы ГЛОНАСС и GPS

4.1.1. Диплексер на паре ФВЧ и ФНЧ

4.1.2. Диплексер на четвертьволновых полосно-пропускающих фильтрах... 120 4.1.3. Диплексер на полуволновых полосно-пропускающих фильтрах.......... 124

4.2. Двухполосный фильтр для системы ГЛОНАСС и GPS

4.3. Выводы по результатам исследований в главе 4

Заключение

Список литературы

Приложение 1. GPS диплексеры DLI и K&L

Приложение 2. GPS фильтры DLI

Введение

За прошедшие двадцать лет информационные технологии достигли небывалых высот и продолжают развиваться и модернизироваться с целью удовлетворения растущих потребностей человечества в телекоммуникационных услугах. Сегодня проводные технологии способны обеспечивать передачу данных на большие расстояния со скоростью до 1Тбит/с. Это стало возможным благодаря оптоволоконным линиям и средствам связи. Когда огромные цифровые потоки, курсирующие между глобальными серверами, расположенными в различных частях мира и являющиеся средством распределения потоков между конечным пользователями, достигают точки назначения встает вопрос о принципах дальнейшей передачи информации. В настоящее время это выполняется с помощью проводной или беспроводной технологий. Потребитель, сидящий дома за компьютером, должен иметь одинаковые комфортные условия работы с интернетом как по проводным технологиям типа LAN(Local area network), так и беспроводным - WLAN (Wireless LAN).





Проводная локальная сеть может обеспечивать скорость до 1Гиб/с, используя качественные витые пары шестой категории, где каждая пара проводников экранирована и отделена от соседней. Подключение к глобальной сети средствами WLAN пока не может обеспечить таких скоростей по ряду причин: во-первых, в силу физических особенностей распространения сигнала по радиоканалу, который отличается низкой помехозащищенностью и высокими потерями, вовторых, аппаратура связи должна быть широкополосной и устойчивой к внешним помехам, в-третьих, дальность работы ограничена мощностью передатчика, радиогоризонтом, а также местными препятствиями.

В 1928 г. Р. Хартли вывел соотношение между полосой пропускания, временем передачи и информационной емкостью канала связи:

B t, С (1) где C - информационная емкость канала связи [бит/с], t -время передачи [с], B - полоса пропускания [Гц].

На этом работа не была остановлена. Последователь Хартли - Клод Шеннон продолжил работу известного ученого и в 1948 г установил зависимость между информационной емкостью канала связи, полосой пропускания и отношением сигнал/шум системы:

C B log2 (1 S / N ), (2) где S - полная мощность сигнала в заданной полосе частот [Вт], N - мощность аддитивного белого шума в той же полосе частот [Вт].

Согласно (1) информационная емкость канала это линейная функция полосы пропускания и времени передачи и прямо пропорциональна им, а из (2) видно, что она является еще и функцией соотношения сигнал/шум системы [1].

По теореме Шеннона-Хартли определяется максимальная пропускная способность канала связи, а для ее достижения каждый передаваемый символ должен кодироваться комбинаций из нескольких бит, что будет приводить к увеличению ширины спектра мощности передаваемого сигнала. Для обеспечения возможности работы с таких широкополосными сигналами, аналоговая часть приемного или передающего тракта должна обладать хорошими качественными характеристиками по равномерности амплитудно-частной характеристики (АЧХ), уровню подавления внеполосных сигналов, линейности фазочастотной характеристики (ФЧХ) и, как следствие, группового времени запаздывания (ГВЗ).

Современные системы связи являются многодиапазонными. Так, например, WLAN работает на центральных частотах 2.4ГГц/5ГГц, сотовая связь 850МГц/ 900МГц/950МГц/1800МГц, глобальные спутниковые системы позиционирования ГЛОНАСС, GPS, Galileo также работают в двух диапазонах L1 и L2. Аппаратура связи должна обеспечивать уверенную работу одновременно со всеми поддерживаемыми диапазонами, а это накладывает дополнительные требования к радиочастотному тракту приемо-передатчика. Помимо всего прочего, массогабаритные показатели устройства должны быть минимально-возможными. Современные мобильные телефоны имеют размер не больше человеческой ладони и массу не более 300 граммов. В связи с этим, количество функциональных блоков, расположенных на заданной площади печатной платы, становится все больше, а сами размеры блоков меньше. Сегодня производительность одного функционального узла соизмерима с производительностью 3-4 таких узлов 30 лет назад.

В работе [2] описан двухдиапазонный приемо-передатчик WLAN

2.4ГГц/5ГГц, выполненный в виде интегральной схемы, реализованной по технологии КМОП 0.25 микрон и занимающей суммарную площадь всего 25 мм 2.

Средняя мощность передатчика составляет 10 дБмВт на одну поднесущую OFDM с использованием модуляции вида QAM-64, коэффициент шума приемника 4.5/5.5 дБ на частотах 2.4ГГц/5ГГц, соответственно. Упрощенная структурная схема устройства, поддерживающего стандарты WLAN 902.11 a/b/g/n, представлена на рисунке 1.

Рисунок 1. Упрощенная структурная схема модуля WLAN

В состав модуля входят три основных функциональных компонента: двух диапазонный антенно-фидерный тракт (АФТ) с СВЧ фильтрами, интегральный приемо-передатчик также на два диапазона, и цифровой блок с 10-битным АЦП и ЦАП с вычислительным модулем для декодирования информации и реализации локальных сервисов поддержки протоколов WLAN. Скорость оцифровки 86МГц и 176МГц для АЦП и ЦАП, соответственно. В АФТ входят две двух диапазонные антенны на прием и передачу, коммутаторы для переключения между антеннами и фильтры для селекции двух диапазонов.

Минимизация размеров каждого из компонентов, входящих в структурную схему, изображенную на рисунке 1, является ключевым моментом. Недостаточно уменьшать размеры только интегральной части, чтобы достичь желаемых размеров печатной платы итогового устройства, нужно обеспечить и компактность антенно-фидерного тракта со всеми его цепями согласования и электрическими фильтрами. На печатной плате СВЧ устройства, как правило, реализуются в виде компактных устройств, соединенных проводниками, имеющими стандартное волновое сопротивление. В качестве антенн используются планарные печатные антенны, реализованные из соображений минимизации размеров при приемлемой эффективности. Габариты антенно-фидерного тракта зависят от частоты. Так, например, для стандарта GSM 850МГц/900МГц размеры антенн могут достигать 100 мм, а для WLAN 5ГГц – десятков миллиметров.

Ранее предполагалось, что для работы с несколькими диапазонами частот, можно использовать два встроенных устройства, каждый из которых работает на своей частоте. Однако сейчас используют двух и более диапазонные приемопередатчики, подобные описанным в [2], и антенно-фидерные устройства (АФУ), работающие в нескольких диапазонах. Одними из наиболее распространенных компонентов в составе АФТ являются многополосные частотно-избирательные фильтры и диплексеры.

Разработка многополосных фильтрующих СВЧ устройств и частотных мультиплексеров для систем телекоммуникаций и навигации представляет комплекс сложных задач, решение которых требует проведения дальнейших исследований, особенно, в свете поиска новых перспективных схемотехнических и конструктивных решений, позволяющих уменьшить габариты этих устройств, упростить их проектирование, изготовление и настройку. Использование в телекоммуникационных и навигационных системах сложных сигналов приводит к необходимости подробного исследования свойств не только амплитудно-частотных, но и фазочастотных характеристик многополосных фильтров и диплексеров. Именно эти вопросы и определяют цель и задачи исследований в настоящей диссертационной работе.

При решении поставленных задач использовался аппарат анализа электрических цепей с сосредоточенными и распределенными постоянными, теория матриц, аппарат математического анализа и численные методы. Имитационное моделирование СВЧ устройств выполнено с использованием прикладных пакетов MathCAD, Microwave Office, Ansoft HFSS. Проверка основных теоретических результатов работы выполнялась экспериментально.

В диссертации получены следующие новые научные результаты:

в общем виде для идеальных многополосных фильтров с бесконечным числом реактивных элементов и для фильтров с конечным числом элементов получены выражения для фазочастотных характеристик;

исследованы фазочастотные характеристики многополосных фильтров и диплексеров СВЧ с оценкой степени влияния полос пропускания друг на друга;

предложены и теоретически подтверждены основные принципы построения многополосных фильтров СВЧ, позволяющих выполнять раздельную настройку амплитудно-частотных характеристик в каждой полосе пропускания;

предложены защищенные патентами новые структуры двухполосного фильтра и диплексера СВЧ, предложена новая структура на основе отрезков линий передачи с Т-волной, имеющая характеристики ФВЧ с большими полосами пропускания и задерживания;

выполнены разработки и экспериментальные исследования ряда одно- и двухполосных фильтров и диплексеров для приемных устройств систем спутниковой навигации ГЛОНАСС и GPS.

Основные результаты работы получены в процессе выполнения трех госбюджетных НИР в 2009- 2013 г. на кафедре РЭС СПбГЭТУ (ЛЭТИ). Материалы диссертации использованы в научных разработках кафедры, в учебном процессе, в ЗАО «Транстроника» (г.Санкт-Петербург) и в ОАО «НТК «Завод ЛЕНИНЕЦ». В рамках программы "УМНИК" заключен государственный контракт сроком на 2 года в период с 2013-2015 года на разработку многочастотных резонаторов с некратными частотами и фильтров на их основе.

Основные теоретические и практические положения работы докладывались и обсуждались на 20-й, 21-й и 22-й Международных конференциях «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии», (г. Севастополь, 2010, 2011, 2012г. ), на 1 и 2-ой всероссийской научной конференции «Электроника и микроэлектроника СВЧ» (г. Санкт-Петербург, 2012, 2013г.), а также научно-технических конференциях профессорского – преподавательского состава СПбГЭТУ (ЛЭТИ) в 2010г.

Основные теоретические и практические материалы диссертационной работы опубликованы в печатных научных работах, в числе которых 3 статьи в ведущих рецензируемых изданиях, рекомендованных в действующем перечне ВАК РФ, 1 статья в международном издании, один патент на полезную модель и 6 трудов международных и всероссийских научно-технических конференций.

Диссертация состоит из введения, четырех глав с выводами, заключения и списка литературы, включающего 67 наименований. Основная часть работы изложена на 142 страницах и содержит 103 рисунка, 2 приложения.

Глава 1. Обзор материалов и постановка задачи

1.1. Варианты построения многополосных фильтров

–  –  –

Рисунок 1.1.

а) Фильтр 1 на основе многочастотного резонатора с подключенными короткозамкнутыми отрезками линии передачи; б) Фильтр 2 на основе ступенчатого многочастотного резонатора с подключенными короткозамкнутыми отрезками линии передачи; в) Двухполосный фильтр на основе параллельного подключения фильтров 1 и 2.

В основе двухполосного фильтра лежат два параллельно включенных резонатора, один с которых ступенчатый, а второй образован включением в цепь двух короткозамкнутых отрезков линии передачи. В работах [4] и [5] рассматривается схема включения параллельно двух отрезков с целью получения нуля передачи.

Это становится возможным, если электрические длины отрезков линии передачи отличаются на 180 градусов. На рисунке 1.1. два резонатора между собой включены параллельно, длина ступенчатого резонатора составляет 4, а длина другого

2. Очевидно, что на некой частоте F, выполнится условие, когда 900, и разница в электрических длинах резонаторов составит 2 1800. И на этой частоте сформируется первый ноль передачи. В микрополосковой структуре, показанной на рисунке 1.1 (в), можно получить еще два нуля передачи путем изменения волновых сопротивлений отрезков линии передачи, образующих резонаторы Z1, Z 2, Z3, Z s.

–  –  –

Прототипом фильтра является фильтр Чебышева. Он имеет весьма значительную неравномерность в полосе пропускания, которая в структуре, изображенной на рисунке 1.1 (в) носит неконтролируемый характер. Чтобы достичь желаемых результатов по ее значению, дополнительно вводятся в структуру отрезки линии передачи с разрывом на конце, параллельно включенные с короткозамкнутыми отрезками. Подбирая волновые сопротивления этих линий, можно добиться минимума неравномерности АЧХ в полосах пропускания. Оптимальное решение для АЧХ представлено на рисунке 1.2.

–  –  –

-20 0.5

-25 0.4

-30 0.3

-35 0.2

-40 0.1 0.0 -45

–  –  –

Достоинством рассмотренной структуры МФ является широкополосность фильтров в обоих плечах и наличие нулей передачи между полосами пропускания. По предлагаемой в работе [3] методике синтеза возможно произвести настройку фильтра: расположить нули передачи на фиксированных частотах и минимизировать неравномерность АЧХ в полосах пропускания.

Существенным недостатком таких МФ являются большие размеры получившегося фильтра и трудность формирования согласующих цепей. Расположение полос пропускания относительно центрального нуля передачи фиксировано и не существует возможности настройки АЧХ в полосах пропускания независимо друг от друга. Настройка фильтра возможна только путем совместного перемещения обоих полос по частотной сетке.

Представляет интерес решение задачи синтеза двухполосного фильтра объединением широкополосного полосно-пропускающего фильтра(ППФ) и полоснозаграждающего фильтра(ПЗФ). В работе [6] полосно-заграждающий фильтр помещается сразу за полосно-пропускающим, образуя каскадную цепочку. В статье [7] ПЗФ интегрируется непосредственно в структуру ППФ. Упрощенная структурная схема такого фильтра представлена на рисунке 1.3.

–  –  –

Рисунок 1.3.

Упрощенная структурная схема двухполосного фильтра на основе ППФ и ПЗФ Также как и в предыдущем примере, полосно-пропускающий фильтр реализован на основе полуволнового резонатора, к обоим концам которого подключены четвертьволновые короткозамкнутые отрезки линии передачи. Если к этим короткозамкнутым отрезкам добавить разомкнутые на конце отрезки линий при сохранение общей структуры фильтра (см.рисунок 1.3), то по совокупности такой фильтр можно рассматривать как полосно-запирающий, не пропускающий частоты между двумя кратными полосами пропускания. Объединением структур этих фильтров получен двухполосный фильтр, передаточные характеристики которого представлены на рисунке 1.4. Электрическая длина линии n 900 соответствует частоте f 1000 МГц.

–  –  –

0.5

-20 0.4 0.3 -25 0.2

-30 0.1 0.0 -35

–  –  –

Рисунок 1.4.

Частотные характеристики двухполосного фильтра на основе ППФ и ПЗФ В отличие от фильтра с двумя ППФ он имеет только один ноль передачи между полосами пропускания. Порядок фильтра определяется количеством повторения цепочки типа "А", изображенной на рисунке 1.3. - количеством полуволновых резонаторов с включенным четвертьволновыми отрезками линии передачи с обоих концов. Ширины полос пропускания и неравномерность внутри них определяется волновыми сопротивления линий, входящих в цепочку "А". Полосы пропускания МФ могут быть получены как одинаковыми, так и различными. Это касается и неравномерности АЧХ внутри полос пропускания.

Также как и в случае со структурой фильтра, рисунок 1.1, недостатком рассмотренной структуры фильтра является невозможность независимой настройки АЧХ в полосах пропускания. При изменении местоположения одной полосы, неизбежно перемещается по оси частот и другая, что следует из принципа построения фильтра. Для обеспечения высокого уровня подавления внеполосного излучения габариты фильтра за счет многократного повторения структуры А получается громоздкими, а сам МФ трудно синтезируемым.

Одна из практических топологий такого фильтра приведена на рисунке 1.5.

Z2, Z5, Z5, Z2,

–  –  –

Рисунок 1.5.

Топология двухполосного фильтра на основе ППФ и ПЗФ Обобщающим решением рассмотренных выше методов синтеза двухполосных фильтров является комбинация двух заграждающих фильтров или двух полосно-пропускающих. Известно большое количество работ по синтезу таких фильтров. Например, в работах [8], [9] рассматривается ступенчатый двухчастотный резонатор, реализованный на открытых (ПЗФ) или короткозамкнутых отрезках линии передачи (ППФ), подключенных к обоим концам резонатора. Резонатор является, как правило, четвертьволновым и выступает в качестве трансформатора сопротивления. Данный элемент необходим в схеме для каскадного соединения резонаторов друг с другом и согласования сопротивлений. На рисунках 1.6 и 1.7 представлены возможные комбинации таких фильтров. Отличие между ними заключается в том, как подключаются отрезки линии передачи между собой. Возможно параллельное соединение (см. рисунок 1.6) и последовательное (см. рисунок 1.7). В качестве трансформаторов сопротивлений на рисунках 1.6-1.7 используются J,K –инверторы сопротивлений и проводимостей.

Загрузка...

Z1, Z1, Z1,

–  –  –

Для примера на рисунке 1.8 представлена эквивалентная электрическая схема двухполосного фильтра, построенного на отрезках линии разомкнутых (открытых) линий передачи, включенных параллельно друг к другу и образующих по

–  –  –

Геометрия топологии такова, что два резонатора включаются параллельно друг к другу и соединяются в общей точке. Электрические длины отрезков разомкнутых линий, образующих резонаторы на одной и той же частоте, отличаются вдвое, обеспечивая генерацию трех нулей передачи. Условно их можно считать четвертьволновым и полуволновым на заданной частоте f 1000 МГц (см. рисунок 1.8). Нули передачи обусловлены замыканием сигнала через резонаторы. Это становится возможным на трех частотах f1 500 МГц, f 2 1000 МГц, f3 1500 МГц, когда каждый из резонаторов становится четвертьволновым. Первая и третья частота обусловлена вырождением полуволнового резонатора с волновым сопротивлением Z1 в четвертьволновый, а вторая - собственная частота четвертьволновых резонаторов с волновым сопротивлением Z2, Z4. Результаты моделирования АЧХ фильтра с топологией, показанной на рисунке 1.9, представлены на рисунке 1.10.

–  –  –

-20 0.5

-25 0.4

-30 0.3

-35 0.2

-40 0.1 0.0 -45

–  –  –

Недостатком данной структуры является невозможность независимой настройки центральных частот полос пропускания друг от друга. Изменение геометрических размеров отдельных резонаторов двухполосного фильтра будет приводить к изменению всей АЧХ. Как и в предыдущих структурах, размеры двухполосового фильтра получаются громоздкими. Для обеспечения хорошего подавления внеполосных сигналов, количество резонаторов должно быть не менее трех, как показано на рисунке 1.9. Например, при использовании в качестве диэлектрика R3003 размеры фильтра на частотах диапазонов L1 и L2 для ГЛОНАСС, GPS получаются 10-15 см, что для большинства практических задач неприемлемо.

Перспективным решением для МФ является реализации фильтров на основе кольцевых двухчастотных резонаторов, пример одного из них изображен на рисунке 1.11. Использование кольцевых резонаторов позволяет сформировать две полосы пропускания с двумя и более нулями передачи в полосе частот между ними. В работах [10-13] обсуждаются вопросы синтеза таких фильтров, приводятся результаты моделирования и практические результаты.

–  –  –

Для формирования АЧХ полос пропускания двухполосового фильтра используются первая и вторая моды кольцевого резонатора. Требуемое отношение центральных частот полос пропускания k f 2 f1 может достигаться за счет подключения к кольцевому резонатору [10] дополнительных перестраиваемых отрезков линий передачи с разрывом на конце, при соблюдении симметрии резонатора, или за счет использования в кольцевом резонаторе неоднородной линии передачи [14]. Однако в последнем случае затрудняется процесс синтеза двухполосного фильтра, особенно при отношении k f 2 f1 2. При использовании кольцевых двухполосных фильтров с неоднородными линиями возникает и вторая проблема

- обеспечение достаточного подавления внеполосных помех в диапазоне частот между полосами пропускания, где, как правило, требуется необходимо наличие, как минимум, двух нулей передачи.

В работе [15] два нуля передачи в полосе задерживания формируются за счет использования двух идентичных связных линии передачи, соединяющих разнесенные на 900 порты ввода вывода фильтра и кольцевой двухчастотный резонатор. Такая топология представлена на рисунке 1.12.

Применение структуры резонатора, приведенного на рисунке 1.12, упрощает синтез двухполосного фильтра с отношением частот k f 2 f1 2.

Подстраивая емкость связи g между открытым концом связной линии передачи и кольцевым резонатором, можно регулировать уровень подавления сигнала в полосе задерживания между центральными частотами. Когда два нуля передачи расположены близко друг от друга достигается максимальное подавление межполосного излучения, однако при этом боковые фронты полос пропускания растягиваются. Для получения наибольшей крутизны спада АЧХ в полосе задерживания необходим максимально возможный разнос двух нулей передачи. Степень изменения подавление в полосе ограничена емкостными возможностями физического зазора g.

–  –  –

В работе [16] c целью улучшения контроля над уровнем подавления сигнала в полосе частот между полосами пропускания, в структуру кольцевого резонатора дополнительно введены отрезки линии передачи с разрывом на конце, отмеченные на рисунке 1.12 физической длиной l4. Эквивалентная электрическая схема такого резонатора представлена на рисунке 1.13.

–  –  –

Рисунок 1.13.

Эквивалентная электрическая схема двухполосного фильтра на основе кольцевого резонатора с контролем уровня подавления внеполосных помех Изменением электрической длины 1 (физически l1, см. рисунок 1.12) подводящей линии передачи к отрезку связанных линий, можно регулировать степень неравномерности АЧХ в обеих полосах пропускания, а также настраивать взаимное расположение центральных частот друг относительно друга. С увеличением 1 полосы пропускания фильтра смещаются вниз по частоте, при этом изменяются и ширины полос пропускания, с уменьшением - наоборот. Как показано в работе [15], АЧХ в полосах пропускания фильтра формируются изменением длины одной из пары связных линии передачи lr. Первая мода резонатора совместно с парами связанных линий формирует первую полосу пропускания, а вторая мода вторую полосу пропускания. Изменяя электрические длины отрезков линии передачи с разрывом на конце 4 ( l4 на рисунок 1.12), можно настраивать расположение нулей передачи - и тем самым добиваться или максимального подавления сигнала в полосе частот задерживания, когда нули находятся близко друг к другу, или формировать более крутые АЧХ в полосах пропускания, когда нули передачи максимально разнесены.

Результат моделирования фильтра на основе кольцевого двухчастотного резонатора представлен на рисунке 1.14.

–  –  –

Двухполосные фильтры на основе двухчастотного резонатора обладают рядом достоинств по сравнению с МФ на основе интегрирования двух или более фильтров. Во-первых, такие фильтры более компактны: при том же порядке фильтра они занимают меньше места на печатной плате. Во-вторых, АЧХ фильтра имеет настраиваемые нули передачи. Отношение центральных частот может быть k f 2 f1 2 с сохранением двух нулей передачи.

Однако двухполосные фильтры на кольцевых резонаторах имеют и недостатки: трудно реализовать оптимальный алгоритм синтеза фильтра, отсутствует возможность независимой настройки центральных частот и ширин полос пропускания. К примеру, при увеличении длины отрезка связной линии передачи для настройки центральных частот полос пропускания, происходит не только изменение соотношения k f 2 f1 2, но и - изменение ширины полос пропускания, их неравномерности и крутизны спада.

Классическим решением для синтеза многополосных фильтров является использование многополосного преобразования частоты[24], позволяющего перенести комплексный коэффициент передачи фильтра-прототипа из области низких частот в область высоких частот с разделением ширины полосы фильтра прототипа на отдельные полосы, каждая из которых находится на своей центральной частоте. Максимальная полоса пропускания ограничена полосой фильтра-прототипа.

Эти методы возможны для цепей с сосредоточенными элементами и подробно рассмотрены в работах [17-23]. В работе [18] обсуждается техника преобразования частоты, когда в качестве фильтра прототипа используется ступенчатый одночастотный резонатор. На основе его топологии была построена структура многочастотного резонатора и синтезированы частотные характеристики. Недостатком метода является невозможность получения широкополосных многополосных фильтров. Данный метод синтеза многополосных фильтров успешно применяется в узкополосных системах связи.

Существуют также и другие методы синтеза многополосных фильтров. Например, много работ [25-31] посвящено разработке фильтров на основе многомодовой теории резонаторов.

Огромное количество работ [32-43] посвящено построению двухполосных фильтров на основе ступенчатых резонаторов с контролем неравномерности в полосах пропускания фильтра, за счет включения в цепь шунтов для формирования дополнительных нулей передачи или отрезков связных линий, чтобы обеспечить высокую степень связи портов или участков цепи с каждой из полос пропускания фильтра за счет существования четных и нечетных видов колебаний.

Все рассмотренные структуры МФ обладают общими недостатками: отсутствием независимой настройки полос пропускания, большими размерами и сложными системами цепей согласования. В ряде практических случаев в этих структурах трудно обеспечить необходимое количество нулей передачи в полосах задерживания для решения современных телекоммуникационных задач. Представляется интересным совершенствование предложенных направлений путем поиска перспективных структур МФ, которые могли бы обеспечить требуемое количество нулей передачи в полосах задерживания и иметь меньшие габариты при обеспечении возможности отдельных настроек АЧХ фильтра в каждой из его полос пропускания.

Поэтому, несмотря на успехи в исследованиях по методам построения МФ перечисленные выше вопросы важны для построения таких фильтрующих систем и требуют проведения дальнейших исследований. Результаты этих исследований изложены в последующих главах диссертации.

1.2. Многополосные фильтры с независимой настройкой центральных частот полос пропускания Все реализации двухполосных фильтров, рассмотренные в разделе 1.1 [2обладают общим существенным недостатком - они не позволяют синтезировать АЧХ и центральные частоты полос пропускания независимо друг относительно друга. По опубликованным данным, чтобы достичь желаемой АЧХ фильтра, предполагается производить настройку одновременно сразу двух полос пропускания путем изменения электрической параметров цепи. Достичь сразу требуемого местоположение центральных частот, глубины подавления, ширины полос пропускания, крутизны спада, обеспечить наличие нулей передачи на заданных частотах при таких алгоритмах синтеза представляется крайне сложной задачей, требующей многих этапов теоретического расчета, моделирования и оптимизации.

Для решения данной проблемы необходимо создание таких МФ, которые будут разрешать производить развязанную настройку каждой из полос пропускания. Фильтры могут быть реализованы на основе совокупности резонаторов, каждый из которых отвечает за настройку АЧХ одной полосы пропускания по всем параметрам, так чтобы при этом изменение параметров одного резонатора – приводило только к изменению АЧХ в области первой полосы пропускания и не влияло на остальные. В работах [44,47,49] это частично достигнуто, но в каждой из этих работ есть свои достоинства и недостатки.

В работе [50] предлагается построение двухполосного фильтра на основе четырехчастотного резонатора. Парные частоты формируют независимые полосы пропускания, а наличие короткозамкнутых отрезков обеспечивают наличие нулей передачи для достижения максимального уровня внеполосного подавления.

Четырехчастотный резонатор (рисунок 1.16) может быть получен из трехчастотного (рисунок 1.15) путем объединения концов линий передачи с разрывом на конце в связанную линию передачи для получения четвертой резонансной час

–  –  –

где eff - эффективная относительная диэлектрическая проницаемость.

Для четырехчастотного резонатора получить аналитические выражения для всех частот представляется трудной задачей в силу наличия связанных линий передачи.

–  –  –

Топология фильтра на основе четырехчастотного резонатора представлен на рисунке 1.17. Этот компактный фильтр обладает высокой избирательностью и уровнем подавления вне полос пропускания. В силу свойств описанного резонатора АЧХ обладает двумя дополнительными нулями передачи. Центральные частоты резонатора, а также АЧХ в полосах пропускания за счет изменения длин связных линии передачи могут настраиваться независимо. Для генерации еще трех нулей передачи фильтра возбуждение резонатора происходит через емкостную связь, которая обеспечивается посредством трех связных линий, две из которых являются подводящими со сторон входного и выходного портов.

–  –  –

Рисунок 1.16.

Топология четырехчастотного резонатора Рисунок 1.17. Топология фильтра на четырехчастотном резонаторе В итоге получается, что фильтр, изображенный на рисунке 1.17, обладает 5 нулями передачи, что позволяет достигать высокой избирательности. Такой фильтр в корне отличается от фильтров, реализованных на основе двухчастотного резонатора второго порядка в работах [34] и [47], от фильтров на основе двух отдельных резонаторов [44, 48], ступенчатого резонатора с зависимой настройкой полос пропускания [46], и превосходит по ряду параметров в том числе и уменьшенным размерам фильтр с независимой настройкой полос пропускания и тремя нулями передачи, предложенный в работе [49].

Можно отметить еще ряд успешных работ в области построения фильтров с независимой настройкой полос пропускания. В этих работах результат достигается за счет сложной объемной структуры резонатора.

В опубликованных работах, как правило, отсутствует теоретическая платформа по синтезу таких фильтров, не рассматривается их практическое применение в существующих средствах связи. Количество полос пропускания в подавляющем большинстве работ ограничено двумя. В связи с этим можно констатировать, что необходимы дополнительные исследования по методам генерации структур многополосных фильтров, которые бы позволяли независимо настраивать АЧХ в каждой из полос пропускания. Эти исследования выполнены в главе диссертации, где предлагается новый метод синтеза многополосных фильтров с независимой настройкой центральных частот и полос пропускания на основе полуволновых резонаторов, включенных с общей точкой, потенциал которой близок к нулю.

1.3. Двухканальные частотно-разделительные устройства СВЧ

Частотно-разделительные устройства (ЧРУ), называемые также частотными мультиплексорами широко используются в многочастотных телекоммуникационных и навигационных системах. Частным случаем рассматриваемых устройств являются двухканальные ЧРУ, которые называются диплексерами. Они используются не только как самостоятельные устройства в системах с двумя частотными каналами для разделения и сложения сигналов различных частот, но и как базовые элементы для построения ЧРУ с любым числом каналов.

Простейшим вариантом реализации является диплексер, построенный на базе двух фильтров (см.рисунки 1.18,1.19). Каждый из фильтров формирует частотную характеристику своего канала, обеспечивая прохождение сигналов от источника к нагрузке в полосе пропускания и развязку источника от соседнего в полосе задерживания, которая должна включать рабочую полосу соседнего канала.

r 1 I Iн

–  –  –

При расчете частотных характеристик диплексеров на параллельно соединенных фильтрах следует учитывать, что выходы фильтров взаимно шунтируют друг друга. Это усложняет синтез схемы диплексера, поскольку частотные характеристики каждого из каналов будут отличаться от характеристик фильтров, работающих по отдельности на сопротивление нагрузки Rн. С особыми трудностя

–  –  –

второго фильтров, представляющие собой отношение токов на выходе к напряжению на входе фильтров; Yвх - нормированная входная проводимость параллельного соединения фильтров.

Выражение (1.3) справедливо и для диплексера фильтрового типа, разделяющего частотные каналы (рисунок 1.19), в силу взаимности передаточных характеристик многополюсника:

S13 S31. (1.4) S23 S32 В (1.3) учитывается взаимное шунтирование фильтров, так что в общем случае передаточные характеристики диплексеров отличаются от передаточных проводимостей самих фильтров. Однако, если для нормированных значений проводимости выполняется условие Yвх 1, то S13 Y12,1, S23 Y12,2. Таким образом,

–  –  –

где Yвх1, Yвх2 - нормированные входные проводимости Ф1 и Ф2.

Поскольку фильтры представляют собой четырехполюсники без потерь, в соответствии с теоремой Дарлингтона [53] можно записать выражение (1.5), как:

–  –  –

Если один из фильтров, например Ф1 полосовой и имеет характеристику 2 Y12,1, изображенную на рисунке 1.20(а), то второй в соответствии с (1.6) должен быть заграждающим (режекторным). Учитывая, что в большинстве случаев рабочая полоса второго канала должна лежать либо только слева, либо только справа от рабочей полосы первого канала, Ф1 можно сделать либо в виде фильтра нижних частот (ФНЧ), если рабочие частоты второго канала выше, чем первого, либо в виде фильтра верхних частот (ФВЧ), если рабочие частоты второго канала ниже, чем первого. Второй фильтр Ф2 при этом будет соответственно либо ФВЧ или ФНЧ. На рисунке 1.20(б) для одного из этих случаев приведены характеристики и Y12,2. Полосы каналов могут быть смежными, при этом на частоте стыY12,1 ковки fст - Y12,1 Y12,2 0.5.

–  –  –

сунке 1.20 (а,б) в полосе стыковки S12 0, что обусловлено частотным видом развязки.

Так, для частоты стыковки fст S12 Y12,1 Y12,2 0.5. На частотах, где Y12,2 1, уровень развязки можно оценивать величиной S13 Y12,1, то есть по формуле A 20lg Y12,1.

Характеристики передачи ФНЧ и ФВЧ S13 и S23 аппроксимируются физически осуществимыми рациональными функциями. Так, например, при аппроксимации Баттерворта (рисунок 1.21):

–  –  –

лучается из прототипа ФНЧ путем реактансного преобразования частоты x' 1 x, в соответствии с этим для получения схем ФВЧ нужно каждый элемент ФНЧ заменить дуальным, имеющий нормированное значение, обратное нормированному значению исходного элемента.

Недостатком аппроксимации Баттерворта является относительно малая крутизна скатов характеристик Y12,1 и Y12,2 и, как следствие этого, широкая полоса стыковки, в которой развязки между каналами будет недостаточно. Лучшие результаты дает аппроксимация Чебышева, которую можно использовать как для

ФНЧ, так и для ФВЧ. При аппроксимации по Чебышеву характеристики ФНЧ получаются:

–  –  –

где Tn x - полином Чебышева первого рода n -го порядка, 2 - неравномерность частотной характеристики Y12,1, x f fв, f в - граничная частота ФНЧ (см.рисунок 1.22)

–  –  –

Интересной особенностью четного n является то, что при f 0, Y12,2 0, следовательно, входная проводимость ФВЧ отлична от нуля. Это означает, что схема ФВЧ не может иметь такую же структуру, как на рисунке 1.21(б), для кото

–  –  –

В принципе, если не требовать четкого выполнения условия (1.6), то можно синтезировать диплексер с чебышевской аппроксимирующей функцией передачи.

Расчет таких схем приводится в [54-57].

Синтезированные диплексеры с использованием ФНЧ и ФВЧ можно при необходимости полосовым преобразованием частоты приводить к диплексерам на основе параллельного соединения полосового и заграждающего фильтров, приближая при этом характеристики к изображенным на рисунке 1.20(а).

Элементы с распределенными постоянными имеют мероморфные периодические частотные характеристики и реализация ФНЧ и ФВЧ структурна таких элементах возможна лишь в ограниченных диапазонах частот. Это обстоятельство является причиной широкого использования в СВЧ диапазоне диплексеров на парах по сути полосовых фильтров, в которых принцип взаимного дополнения цепей может быть реализован лишь приблизительно. Поэтому представляется рациональным поиск структур на элементах с распределенными постоянными с характеристиками ФНЧ и ФВЧ, которые имели бы максимально-возможные полосы задерживания с максимальным затуханием в них и построения СВЧ диплексеров на этих структурах. Целесообразным представляется также дальнейшая разработка вопросов синтеза СВЧ фильтрового диплексера на параллельном включении полосовых фильтров, реализованных на распределенных элементах, например, на микрополосковых линиях передачи.

1.4. ФЧХ многополосных фильтров и диплексеров

Для увеличения скорости передачи информации на каждый компонент схемы в составе широкополосных телекоммуникационных и навигационных систем накладываются существенные требования по производительности, компактности и потреблению в цифровой части, а в аналоговой большое внимание, помимо всего прочего, уделяется линейности радиочастотного тракта. МФ и ЧРУ должны быть не только избирательными, легко настраиваемыми и компактными, но также иметь линейную фазочастотную характеристику в полосах пропускания. Так, например, в радиоприемных устройствах, рассчитанных на работу с сигналами ГЛОНАСС, используется крупногабаритные ЧРУ, состоящие из нескольких фильтров с шириной полосы пропускания до 20МГц, включенных параллельно и настроенных на диапазоны L1 и L2. Применяются они по двум основным причинам: во-первых, эти фильтры обладают минимальными потерями в полосах пропускания, во-вторых обладают квазилинейной фазочастотной характеристикой.

Достигается это за счет использования фильтров с характеристиками Баттерворта или Бесселя (Гаусса).

В системах цифрового телевидения DVB-T/T2/S/H для передачи видео высокого разрешения применяются алгоритмы по обеспечению высокой степени сжатия видео потока на основе кодеков MPEG-1, MPEG-2, MPEG-4, уплотненные виды модуляции, типа OFDM с 16k и 32k поднесущими, каждая из которых модулируется с использованием QAM-64. Все это делается с целью увеличения пропускной способности канала связи с сохранением основных параметров качества передачи информации – количества ошибочных битов, принятых за единицу времени (BER), вероятности приема ошибочного бита (Pe), а также величины вектора ошибки (MER). В таких системах ширина спектра мощности сигнала на один канал достигает величины 8 МГц. Для работы с такими сигналами недостаточно использовать фильтры с высокой избирательностью, они должны обладать еще и высокой степенью линейности ФЧХ, а значит и постоянством группового времени задерживания. Задержка одной и более поднесущих в сигнале по фазе повлечет за собой их затруднения в восстановлении сигнала в цифровой части аппаратуры, повысит требования к производительной мощности процессора или ПЛИС.

В системах WLAN, UMTS/WCDMA, LTE и др. наблюдается похожая ситуация. Все телекоммуникационные системы широкополосные и многодиапазонные и требуют линейных фазочастотных характеристик частотно-избирательных устройств[66].

Во всех рассмотренных выше работах [1-43], большое внимание уделяется АЧХ многополосных фильтров, их реализации, синтезу и компактности, но не исследуются ФЧХ этих фильтров. Теория фильтров [61] предполагает, что при близком расположении полос пропускания многополосного фильтра из-за большой крутизны АЧХ и отсутствия их геометрической симметрии будут иметь место большие искажения характеристик ФЧХ и ГВЗ, что может затруднить применение многополосных фильтров в широкополосных системах связи, использующих сложные сигналы.

Как известно [58,61] в случае минимально-фазовых цепей, какими являются обычно используемые полиномиальные фильтры на реактивных элементах, амплитудная A( ) и фазовая Ba ( ) характеристики цепи связаны преобразованием

Гильберта, которое может быть записано в виде:

2 A() A( )

Ba ( ) d, (1.10)

где – текущая частота, – частотная переменная интегрирования, A() – характеристика затухания фильтра на частоте, A( ) – значение затухания фильтра на текущей частоте.

При использовании принятой в теории цепей кусочно-ломанной форме аппроксимации логарифмической характеристики затухания A() при логарифмическом масштабе частотной оси более удобной является форма записи выражения (1.10) через крутизну [61]. Для этого вводят новую частотную переменную

–  –  –

В выражении (1.11) под амплитудной характеристикой A понимается натуральный логарифм коэффициента передачи цепи, поэтому фаза Ba ( ) з десь будет выражена в радианах, A выражена в неперах, а частота v согласно преобразованию (1.10) в (1.11) также будет выражаться в неперах.

На основе этих результатов в [59] было получено выражение для ФЧХ идеальных ФНЧ и полосового фильтра с бесконечно-крутыми фронтами АЧХ и бесконечным число реактивных элементов.

В случае диплексеров определение ФЧХ в каждом его канале также является важной задачей. К сожалению, в работах, посвященных синтезу диплексеров [54этому вопросу не уделяется достаточного внимания. Особенностью такого анализа должен быть учет конечного числа реактивных элементов в фильтрах, образующих диплексер, ибо согласно разделу 1.3, это значение определяет крутизну АЧХ в полосе стыковки, а значит и форму ФЧХ в каналах диплексера, ее искажение с изменением ширины полосы стыковки.

В связи со всем перечисленным выше представляется актуальным выполнить исследования формы фазочастотных характеристик МФ в зависимости от расположения полос пропускания друг относительно друга, а также от их ширины, количества нулей передачи в полосах задерживания и других характеристик. Эти исследования необходимо выполнить как для фильтров с бесконечным числом реактивных элементов с предельными АЧХ, так и для фильтров с конечным числом реактивных элементов, чтобы разработчики могли оценить влияние сложности фильтра на величину фазовых искажений в аналогом радиочастотном тракте.

Такие же исследования ФЧХ в каналах необходимо выполнить и для ЧРУ – мультиплексоров. Особенно эти исследования насущны для разработчиков наиболее широко распространенных элементов ЧРУ – диплексеров фильтрового типа.

Исследованиям фазовых характеристик многополосных фильтров и диплексеров посвящена вторая глава настоящей работы.

–  –  –

Анализ обзорных материалов в разделах 1.1-1.4 позволяет сделать выводы, что для успешного проектирования МФ и диплексеров весьма актуальным представляется проведение следующих исследований:

1.Исследование предельных ФЧХ многополосных фильтров с бесконечным числом реактивных элементов для установления общих зависимостей ФЧХ таких цепей от расположения полос пропускания фильтра и величины затухания в полосах задерживания;

2.Исследование ФЧХ многополосных фильтров с конечным числом реактивных элементов с целью установления общих зависимостей для ФЧХ от числа элементов в фильтре, расположения полос пропускания, количества нулей передачи в полосах задерживания;

3.Исследование ФЧХ фильтровых ЧРУ- диплексеров для установления зависимостей поведения ФЧХ в каналах диплексера от положения и ширины зоны стыковки АЧХ фильтров;

4.Поиск новых схемно-конструктивных решений и исследование их свойств для многочастотных резонаторов МФ, позволяющих выполнять раздельные настройки центральных частот и АЧХ в каждой полосе пропускания;

5.Поиск новых схемно-конструктивных решений и исследование их свойств для структур, способных выполнять функции ФВЧ на СВЧ с широкими полосами пропускания и задерживания, с целью использования их в диплексерах СВЧ диапазона;

6.Разработка и экспериментальное исследование миниатюрных полосовых, многополосных фильтров и диплексеров для современных телекоммуникационных систем и систем спутниковой навигации.

Решению поставленных задач и посвящены последующие главы настоящей диссертационной работы.

Глава 2. ФЧХ диплексеров и многополосных фильтров

В большинстве работ, рассмотренных в главе 1 и посвященных вопросам проектирования многополосных фильтров и диплексеров, основное внимание уделяется вопросам формирования амплитудно-частотных характеристик. Однако в них практически отсутствуют информация об особенностях ФЧХ таких фильтров и диплексеров. В то же время как вопрос линейности ФЧХ и постоянства ГВЗ в случае широкополосных сигналов весьма актуален и требует дополнительных исследований. В данной главе изучается поведение ФЧХ многополосных фильтров и диплексеров в зависимости от расположения полос пропускания фильтра и зоны стыковки диплексера.



Pages:   || 2 | 3 | 4 |
 
Похожие работы:

«Нгуен Нам Минь ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫХ СРЕДСТВ САПР БИОМЕХАНИЧЕСКИХ ОБЪЕКТОВ Специальность: 05.13.12 – Системы автоматизации проектирования (промышленность) Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук Научный руководитель – доктор технических наук, профессор Г.Д. Дмитревич Санкт-Петербург – 2015 ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ 1....»

«Боровицкий Дмитрий Сергеевич Выбор сигнальных форматов для перспективных СРНС и их гидроакустических функциональных дополнений Специальность 05.12.14 «Радиолокация и радионавигация» Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук Научный руководитель – доктор технических наук, профессор Ипатов Валерий Павлович Санкт-Петербург – 2015 СОДЕРЖАНИЕ СПИСОК...»

«БАЯНОВ Владимир Андреевич КИНЕТИКА ОБРАЗОВАНИЯ ГЕРМАНОМОЛИБДЕНОВОГО ГЕТЕРОПОЛИАНИОНА В ВОДНЫХ РАСТВОРАХ Специальность 02.00.04 – физическая химия Диссертация на соискание ученой степени кандидата химических наук Научный руководитель: кандидат химических наук, доцент О.В. Рахимова Санкт-Петербург 2015 ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ ГЛАВА 1. ГЕТЕРОПОЛИСОЕДИНЕНИЯ: ТИПЫ СТРУКТУР И ОБЛАСТИ...»

«Дао Ван Ба ДИНАМИЧЕСКИЙ МЕТОД ИССЛЕДОВАНИЯПОГРЕШНОСТЕЙ ТРИАДЫ МИКРОМЕХАНИЧЕСКИХ АКСЕЛЕРОМЕТРОВ 05.11.03 – Приборы навигации Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук Научный руководитель: д.т.н., доцент Боронахин А.М. Санкт-Петербург – 2015 ОГЛАВЛЕНИЕ ВВЕДЕНИЕ ГЛАВА...»

«Веденина Анна Сергеевна МЕТОД И ИНФОРМАЦИОННО-ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ СИСТЕМА ДЛЯ СКРИНИНГОВОЙ ОЦЕНКИ СТРУКТУРНОГО И ФУНКЦИОНАЛЬНОГО СОСТОЯНИЯ НИЖНЕЙ КОНЕЧНОСТИ Специальность: 05.11.17 приборы, системы и изделия медицинского назначения Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических...»

«Горелая Алина Владимировна ОПТИЧЕСКАЯ СИСТЕМА ОПРЕДЕЛЕНИЯ ВЗАИМНОГО ПОЛОЖЕНИЯ ОБЪЕКТОВ В ЗАДАЧАХ ДИАГНОСТИКИ РЕЛЬСОВОГО ПУТИ 05.11.16 Информационно-измерительные и управляющие системы Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук Научный руководитель: доктор физ.-мат. наук, доцент Венедиктов В.Ю. СанктПетербург ОГЛАВЛЕНИЕ...»

«Орехов Дмитрий Львович РАЗРАБОТКА ТЕХНОЛОГИИ ГЕТЕРОСТРУКТУРНЫХ СОЛНЕЧНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ НА КРИСТАЛЛИЧЕСКОМ КРЕМНИИ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПРОМЫШЛЕННЫХ РЕАКТОРОВ ПЛАЗМОХИМИЧЕСКОГО ОСАЖДЕНИЯ Специальность: 05.27.06 Технология и оборудование для производства полупроводников, материалов и приборов...»

«Пронин Игорь Александрович ФИЗИКО-ХИМИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ ФОРМИРОВАНИЯ ИЕРАРХИЧЕСКИХ НАНОСТРУКТУР ДЛЯ СЕНСОРНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ Специальность: 05.27.06 – Технология и оборудование для производства полупроводников, материалов и приборов электронной техники; 05.27.01 – Твердотельная электроника,...»

«Растворова Ирина Ивановна ИССЛЕДОВАНИЕ И РАЗРАБОТКА ЭНЕРГОСБЕРЕГАЮЩИХ ТЕХНОЛОГИЙ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА ЛЕГКИХ СПЛАВОВ Специальность: 05.09.10– Электротехнология ДИССЕРТАЦИЯ на соискание ученой степени доктора технических наук Научный консультант профессор, д-р техн. наук В.Б. Демидович Санкт-Петербург ОГЛАВЛЕНИЕ Введение.. ПРИМЕНЕНИЕ ИДУКЦИОННОГО НАГРЕВА ПРИ...»









 
2016 www.konf.x-pdf.ru - «Бесплатная электронная библиотека - Авторефераты, диссертации, конференции»

Материалы этого сайта размещены для ознакомления, все права принадлежат их авторам.
Если Вы не согласны с тем, что Ваш материал размещён на этом сайте, пожалуйста, напишите нам, мы в течении 1-2 рабочих дней удалим его.